В. В первом случае сопротивление меняется от 18 до 37 кОм, а во втором — от 1 до 300 Ом. Линейность изменения сопротивления обеспечивается идентичностью характеристик полевых транзисторов, которые находятся в интегральной микросхеме К504НТ4Б. Управление вторым полевым транзистором осуществляется посредством изменения режима работы первого транзистора, который включен в цепь ООС (рис. 2.17).

Управляемое сопротивление для переменного тока.

Схема (рис. 2.18) позволяет получить изменение проводимости транзисторов на 100 дБ, при этом ток в управляющей цепи меняется от 0 до 1 мА. Управляющее напряжение включается таким образом, чтобы открыть транзисторы. Сопротивление n-р перехода при малых смещениях меняется в широких пределах. Входной сигнал проходит через четыре n-р перехода.

Для германиевых транзисторов управляющий ток должен лежать в диапазоне от 10 мкА до 10 мА. Сопротивление меняется по формуле R = 1,1/h21э∙I, где h21э — коэффициент передачи транзистора. У кремниевых транзисторов управляющий ток равен от 1 мкА до 1 мА, а сопротивление меняется по формуле R = 2,5/h21э∙I. Входное сопротивление при Iу = 0 для германиевых транзисторов составляет 4,7 кОм, для кремниевых транзисторов — 2,3 кОм. При входном сигнале 50 мВ нелинейные искажения составляют менее 3,5 %. В схеме транзисторы VT1 и VT2 можно заменить интегральной микросхемой К10КТ1, а транзисторы VT3 и VT4 — интегральной микросхемой К124КТ1 (К162КТ1).

4. ЭКВИВАЛЕНТЫ КОНДЕНСАТОРОВ

Уменьшение емкости постоянного конденсатора.

Включение конденсатора в цепь ОС активного элемента позволяет управлять эквивалентной емкостью с помощью резистора. Эквивалентная емкость конденсатора в схеме на рис. 2.19 зависит от потенциала, до которого он может зарядится при действии входного сигнала. При изменении напряжения, поступающего на вторую обкладку конденсатора, появляется возможность менять эквивалентную емкость. Если на базы транзисторов VT2 и VT4 с резистора R подается половина напряжения, то эквивалентная емкость будет в два раза меньше емкости конденсатора. Подобным способом можно изменять емкость в 1000 раз. Для уменьшения габаритов устройства транзисторы VT1 и VT2 можно заменить интегральной микросхемой К101КТ1, а транзисторы VT3 и VT4 — К124КТ1 (К162КТ1).

Увеличение емкости постоянного конденсатора.

Подключением конденсатора в цепь ООС усилителя можно изменить эквивалентную емкость конденсатора Сэкв =С∙(1 — К). Усилитель должен менять коэффициент усиления с переворотом фазы сигнала. Коэффициент усиления можно регулировать с помощью резистора R2 (рис. 2.20). Большое входное сопротивление усилителя сводит к минимуму токи утечки электронного конденсатора.

Переменный конденсатор на ОУ.

Конденсатор постоянной емкости (на схеме рис. 2.21,а) превращается в переменный за счет изменения коэффициента усиления ОУ. Эквивалентная емкость его равна Сэкв = С∙(1 + R2/R1), где R1 и R2 — части потенциометра R. Таким образом, эквивалентная емкость зависит от угла поворота движка потенциометра. Грубое и плавное изменение коэффициента передачи, а следовательно и эквивалентной емкости возможно во второй схеме на рис. 2.21,б. Здесь Сэкв = C∙[1 + R2/R1 + R3/R4 +R2R3/R1R4].

5. ЭКВИВАЛЕНТЫ ДИОДОВ И ТРАНЗИСТОРОВ

Идеальный диод.

Полупроводниковые диоды не пригодны для выпрямления малых сигналов. Это обусловлено тем, что для появления проводимости кремниевым диодам требуется напряжение прямого смещения около 0,7 В, а германиевым — около 0,3 В. Если диод включить на выходе ОУ, то пороговые напряжения диодов будут уменьшены в Ку.и раз, где Ку.и — коэффициент усиления интегральной микросхемы. В результате этого диод начинает проводить при входных сигналах в несколько милливольт.

Первая схема на рис. 2.22 имеет коэффициент усиления, равный единице. Во второй схеме коэффициент усиления можно менять при изменении сопротивлений резисторов Ку.и = 1 + R2/R1.

Управляемый идеальный диод.

Для настройки схемы на вход ОУ следует подать напряжение смещения ±30–50 мВ. Это смещение необходимо для выравнивания разбросов падения напряжения на диодах. В сбалансированной схеме при отрицательной полярности входного напряжения на выходе остается нуль. При входном напряжении 10 В на выходе будет приблизительно 1 мВ. Для положительного входного напряжения схема работает как диод в прямом направлении. Коэффициент усиления схемы равен Rd∙(Ri + R2). Выходной ток схемы определяется сопротивлением резистора R1. Для увеличения выходного тока необходимо поставить два транзистора. Транзистор VT1 (рис. 2.23) разгружает интегральную микросхему от большого тока при отрицательной полярности входного сигнала. Положительная полярность входного сигнала проходит через транзистор VT2. Он же определяет выходной ток. В транзисторной схеме коэффициент усиления равен 0,99. Для уменьшения шумового сигнала на выходе параллельно диоду VD1 следует включить конденсатор, уменьшающий граничную частоту работы схемы. Без конденсатора граничная частота равна 200 кГц.

Стабилизация характеристик транзисторов.

Применение ООС для транзисторов, у которых выходные характеристики сильно изменяют свою форму с увеличением базового тока, позволяет значительно улучшить эти характеристики. Схема устройства приведена на рис. 2.24,а. На рис. 2.24,б приведены характеристики транзистора без ОС, а на рис. 2.24,в — с учетом элементов ОС. В результате этого коэффициент передачи транзистора изменился с 60 на 10 при коллекторном напряжении 20 В. На рис. 2.24, г приведены характеристики с уменьшенным эмиттерным сопротивлением. Коэффициент передачи транзистора в этом случае равен 20.

6. ПАРАМЕТРЫ КОНТУРА

Эмиттерный умножитель добротности.

Увеличение добротности контура на низких частотах при малых значениях индуктивности осуществляется, за счет ПОС через резистор R2 в схеме рис. 2.25. Когда нет ОС, добротность контура на частоте 15 кГц равна 0,5. При сопротивлении R2 = 50 Ом добротность становится 15, а для R2 = 20 Ом добротность увеличивается до 30. Добротность контура можно регулировать, если в цепь эмиттера транзистора поставить потенциометр. Резонансная частота контура не меняется.

Активная индуктивность.

Известно, что ток и напряжение на индуктивности связаны выражением

Следовательно, схемное интегрирование входного сигнала реализует выходной ток интегратора пропорциональным индуктивности. В схеме на рис. 2.26 напряжение на выходе интегральной микросхемы DA1 определяется выражением

где К1 и К2 — коэффициенты усиления интегральных микросхем и R1 + R2 = R. Ток

Поскольку К1 и К2 — оо, то

I = U/pCR(R5R3/R4)

Следовательно, эквивалентные параметры