Мы оба, В. В. Шишляков и я, знали о долгой истории развития ЧМ и о трудностях, возникших в этой области, и решили провести эксперимент с новым средством получения ФМ-ЛБВ. Сначала нам пришлось создать небольшую установку, состоящую из генератора высокочастотных сигналов, выпрямительных устройств для запитки ЛБВ и прибора, регистрирующего результат модуляции. На первом этапе в качестве такого прибора использовался простейший преобразователь частоты, на входы которого поступали промодулированный сигнал и колебания входного генератора. Затем мы этот прибор усовершенствовали и проводили измерения на фиксированной промежуточной частоте. Так вот, подведя к спирали ЛБВ синусоидальное напряжение низкой частоты от звукового генератора, мы получили ФМ колебание на СВЧ с малым индексом примерно до 6 радиан. Этого и следовало ожидать. Ставить ЛБВ в многокаскадную цепь и увеличивать индекс модуляции таким путём – в этом никакого смысла не было. Задумались и вспомнили, что при линейном изменении фазы согласно дифференциальной зависимости происходит скачок частоты. Но линейной вариации фазы в широких пределах мы осуществить не могли из-за ограниченной области взаимодействия в ЛБВ. А что такое линейный перепад фазы для периодических функций, с которыми мы имели дело? Ведь перепад функций 2π, 4π и т. д. не меняет значения периодической функции. Следовательно, когда фаза достигает 2π, её можно вернуть к нулевому значению, к тому же значению можно вернуть фазу, если она проходит через рубеж 4π и т. д. С помощью таких рассуждений мы пришли к замене линейного изменения фазы на пилообразное с размахом 2π и обратным ходом каждой «пилы», по длительности близким к нулю. Разработав схему формирователя пилообразного напряжения, мы подвели его к спирали ЛБВ. Полученный на выходе модулятора спектр состоял из гармоник частоты модуляции, причём первая гармоника существенно превышала остальные, другие гармоники, как и остаток несущей, уменьшались с повышением линейности пилы, сокращением обратного хода, а также путём точной подстройки амплитуды пилы. Поменяв наклон пилы на противоположный, мы получили основную гармонику, лежащую по другую сторону от несущей. Отсюда мы заключили, что с помощью пилообразного модулирующего напряжения можно не только увеличивать частоту, но и уменьшать её. Изменения несущей частоты можно таким образом добиться, если менять частоту пилообразных колебаний. Создав схему, где частота пил периодически менялась по линейному закону, мы получили возможность наблюдать, как сдвинутая по частоте несущая медленно «ползёт» от минимального значения до максимального. Естественно, что это проходило при очень низкой частоте вторичной модуляции. Таким образом удавалось «увести» несущую примерно от 100 гц до величины 5–10 кгц. Увеличить максимальный предел при перепаде частоты мы могли, а вот уменьшить нижний предел, скажем, до 5 или 10 гц было невозможно, ибо период вторичной модуляции был ограничен. Отсюда следовало, что «пройти» через нулевое значение сдвиговой частоты с помощью подобных схем не удастся. Тогда и родилось то, что на радиотехническом языке называлось поднесущей. Мы знали синусоидальную поднесущую с амплитудной модуляцией. В отличие от этого мы предложили ввести пилообразную поднесущую с частотной модуляцией. Например, если закон изменения частоты описывается синусоидальной функцией, то это означает, что имеется среднее значение частоты, около которого частота пилообразной поднесущей меняется по синусоиде. Если же нам требуется выполнить частотную модуляцию по тому же закону самой несущей, то для этого надо произвести дополнительно возвратную фазовую модуляцию пилообразным колебанием с частотой, равной среднему значению частоты поднесущей. Возвратная модуляция осуществлялась пилообразным колебанием фиксированной частоты с противоположным наклоном пилы, что могло быть реализовано с помощью парафазного усилителя. Иногда возвратной модуляции вообще не требовалось, а к несущей частоте добавлялось приращение, равное среднему значению частоты поднесущей. Основное преимущество системы ЧМ на базе фазовой модуляции с поднесущей – возможность получения повышенных индексов модуляции. Имелись ограничения, связанные с выбором поднесущей частоты, которая должна существенно превышать двойную девиацию частоты.

Другой пример, о котором я хочу рассказать, касается радиоприёмной техники. Если вы сидите в кабине радиолокатора, то отражённые сигналы от целей, которые поступают в приёмник радиолокатора, очень малы по мощности, но в целом их структура такова же, что и структура зондирующего сигнала, выработанного передатчиком РЛС. Отличие состоит в запаздывании сигнала, вызванного прохождением волны до цели и обратно, допплеровским приращением частоты, если цель движется, возможными искажениями в пространстве РЛС – цель и в самой аппаратуре РЛС. Но эти различия, как правило, на структуру сигнала мало влияют, и она вам известна, т. е. о том, что заложено в структуру зондирующих сигналов данной РЛС, вы полностью осведомлены. Совсем другое положение возникает в том случае, когда структура принятого сигнала неизвестна и вам надо её расшифровать. Предположим, что в структуру сигнала заложена информация в виде ЧМ. Если несущая частота принятого сигнала точно известна, вы преобразовываете её с помощью гетеродина и на выходе УПЧ включаете частотный дискриминатор. Однако трудности возникают, когда несущая частота нестабильна или вообще известен лишь диапазон её изменения. В обоих этих случаях применить обычное супергетеродинное преобразование частоты вряд ли удастся. На помощь приходит другой принцип приёма ЧМ колебаний. Он заключается в преобразовании частоты принятого сигнала с помощью СВЧ колебания, сдвинутого по частоте и задержанного по времени. На выходе преобразователя получается ЧМ-сигнал со стабильной промежуточной частотой. Но информация, заложенная в модуляции этого сигнала, оказывается искажённой, и для её восстановления в первоначальном виде нужен каскад, обеспечивающий накопление сигнала или попросту, его интегрирование. Для сдвига частоты на входы преобразователя наряду с СВЧ сигналом подаётся стабилизированное колебание выбранной промежуточной частоты, а на выходе преобразователя устанавливается фильтр, настроенный на суммарную или разностную частоту. Для обеспечения запаздывания входного сигнала во времени используются СВЧ линии задержки (твердотельные, волноводные или коаксиальные). Если несущая частота сигнала известна лишь с точностью до диапазона волн, применяется СВЧ фазовращатель, например ЛБВ, на спираль которой подводится пилообразное колебание с частотой, близкой к промежуточной. Таким образом, вне зависимости от несущей частоты СВЧ-сигнала в указанном диапазоне волн на выходе частотного дискриминатора, настроенного на фиксированную промежуточную частоту, выделяется напряжение, пропорциональное заложенной внутрисигнальной частотной модуляции.

В качестве последнего рассмотрим пример из области радиолокационной техники. Предположим, что требуется защитить летательный аппарат, например, самолёт от действия наземной РЛС с помощью ложных целей. Наземная РЛС излучает непрерывный сигнал в диапазоне СВЧ и имеет в своём составе канал селекции целей по скорости, который в результате поиска по частоте захватывает сигнал, отражённый от самолёта, и сопровождает его путём удержания в узкополосном деплеровском фильтре. Что касается ложных целей (ЛЦ), то они могут быть различными: самолёты-мишени, беспилотники, специально разрабатываемые ловушки и т. д. Они должны нести на борту ретранслятор сигналов РЛС, в тракт которого включается СВЧ фазовращатель. Модулирующее напряжение на фазовращателе вырабатывается местным генератором, а частота модуляции определяется по команде с пункта связи или с защищаемого объекта. ЛЦ могут лететь впереди самолёта или позади его, но в первом случае они, конечно, подвергаются большей угрозе уничтожения. Доплеровское приращение частоты защищаемого самолёта при его полёте в сторону РЛС равно, как известно, отношению удвоенной радиальной скорости к длине волны, причём со знаком плюс. Примем в первом приближении, что самолёт и ЛЦ летит непосредственно в направлении к РЛС. Если летящая впереди ЛЦ имеет скорость полёта, несколько превышающую скорость самолёта, то поправка по частоте или частота модуляции ретранслятора ЛЦ должна быть равной удвоенной разности скоростей, делённой на длину волны, и направленной сторону снижения частоты. Например, если доплеровская частота самолёта равна 60 кгц, а та же частота ЛЦ – 65 кгц, то частотная поправка имеет знак минус и равна 5 кгц. В случае полёта ЛЦ позади самолёта со скоростью, несколько меньшей скорости самолёта, частотная поправка также равна удвоенной разности скоростей, делённой на длину волны, но поправка направлена в сторону увеличения частоты. В том же примере при доплеровской частоте ЛЦ 55 кгц поправка равна 5 кгц, но имеет знак плюс. Важное значение имеет мощность излучаемого сигнала ретранслятором ЛЦ. В линейном режиме ретранслятора ЛЦ летящая впереди при 10 % опережении по дальности имеет преимущество в мощности почти в 1,5 раза, а та же ЛЦ, летящая сзади, теряет её на 35 %. В целом, мощность сигнала ЛЦ на входе приёмника РЛС должна превышать мощность отражённого от самолёта сигнала на 3–5 дб. Мы рассмотрели идеальную картину расположения ЛЦ относительно самолёта. В реальности ретранслятор должен дополнительно иметь узкополосную шумовую модуляцию, а если скорость ЛЦ сильно отличается, вводится дополнительная поправка по частоте. Следует также предусмотреть дополнительный резерв мощности, исходя из необходимости работы по боковым лепесткам антенны РЛС. Преимущества защиты летательных аппаратов с помощью ЛЦ возрастают на малых высотах полёта, когда РЛС приходится работать в условиях многолучевого приёма сигналов.